Низкочастотный RC- генератор Выбор мощности электродвигателей Рассчитать каскад транзисторного усилителя напряжения Биполярный транзисторПолупроводниковые выпрямители

Примеры выполнения курсовых, контрольных работ по электронике

Таким образом, расчет динамического режима сводится к решению к-раз на каждом шаге численного интегрирования систем линейных алгебраических уравнений, например, рассмотренным ранее методом Гаусса.

При воздействии на схему большого гармонического сигнала с для составлении математической модели схемы в частотной области применяют однократное преобразование Фурье.

Электронная схема для математической модели динамического режима в частотной области с большим сигналов

Наибольшее распространение при анализе чувствительности нашли метод приращений, методы, основанные на решении уравнений чувствительности - моделей чувствительности, метод присоединенных схем

Схема замещения полупроводникового диода состоит из идеального диода, изображенного в виде нелинейного зависимого источника тока I(V), емкости р-п-перехода С и объемного сопротивления RS . Нелинейная модель полупроводникового диода

Линейная схема замещения биполярного транзистора

Полевые транзисторы с управляющим р-n-переходом (Junction FET) описываются моделью Шихмана-Ходжеса в соответствии с эквивалентной схемой

Арсенид-галлиевыи полевой транзистор

Расчет спектра сигнала на выходе нелинейного преобразователя Чтобы получить гармоники колебания, вырабатываемого RC- генератором, это колебание следует подать на нелинейный преобразователь. Таким образом, каскадно с генератором включается нелинейный преобразователь. Его цель - исказить гармонический сигнал так, чтобы в составе его спектра появились гармоники с достаточно большими амплитудами.

Биполярный транзистор

В программе MICROCAP-5, Pspice и других используется схема замещения биполярного транзистора в виде адаптированной модели Гуммеля-Пуна, которая по сравнению с исходной моделью позволяет учесть эффекты, возникающие при больших смещениях на переходах. Эта модель автоматически упрощается до более простой модели Эберса-Молла, если опустить некоторые параметры. Эквивалентные схемы этих моделей для n-р-n-структуры изображены на рис. П 4.

Рис. П4. Схема замещения биполярного п р-п-транзистора:

а -модель Гуммеля-Пуна;б - передаточная модель Эберса-Молла

Статический режим транзистора.

Режим описывается следующими соотношениями (см. рис. П4, а):

Ib = Ibe1/BF + Ibe2+ Ibc1 Ibe1/BR + Ibc2

Ic = Ibe1/Qb- Ibc1/Qb- Ibc1/BR- Ibc2

Ibe1=IS*[exp(Vbe/(NF*Vt))-1]

Ibe2=ISE*[exp(Vbe/(NE*Vt))-1]

Ibc1=IS*[exp(Vbc/(NR*Vt))-1]

Ibc2=ISC*[exp(Vbc/(NC*Vt))-1]

Qb=Q1*[1+(1+4*Q2)NK]/2

Q1=1/(1-Vbc/VAF-Vbe/VAR)

Q2=Ibe1/IKF+ Ibc1/IKR

Is=ISS*[exp(Vjs/(NS*Vt))-1]

На рис 4 приняты обозначения:

Ib  - ток базы;

Ic - ток коллектора;

Ibe1 - ток коллектора в нормальном режиме;

Ibc1 - ток коллектора в инверсном режиме;

Ibe2 Ibc2 - составляющие тока перехода база-эмиттер, вызванные

неидеальностью перехода;

  IS - ток подложки;

Vbe, Vbc - напряжения на переходе внутренняя база-эмиттер и

внутренняя база-коллектор;

Vbs - напряжение внутренняя база-подложка;

\/bn - напряжение внутренняя база-подложка для режима

квазинасыщения;

Vbx - напряжение база-внутренний коллектор;

Vce - напряжение внутренний коллектор-внутренний эмиттер;

Vjs - напряжение внутренний коллектор-подложка для

NPN-транзистора, напряжение внутренняя

подложка-коллектор для PNP-транзистора или напряжение

внутренняя база - подложка для LPNP-транзистора.

Объемное сопротивление базы Rb характеризуется двумя оставляющими. Первая составляющая RB определяет сопротивление вывода базы и сопротивление внешней области базы, которые не зависят от тока базы Ib. Вторая составляющая RBM характеризует сопротивление активной области базы, находящейся непосредственно под эмиттером; это сопротивление зависит от тока Ib. Объемное сопротивление базы Rb определяется следующими выражениями в зависимости от значения параметра IRB:

ì RBM+(RB-RBM)/Qb  при IRB = ¥;

Rb = í

î RBM+3*(RB-RBM)*(tgX - X)/(X*tg2X) при IRB > 0;

где

X=[(1+14,59025*Ib/IRB)0.5-1]/[2,4317*(Ib/IRB)0.5]

Замечание. В программе PSpice токи, втекающие в транзистор, считаются положительными. Поэтому в активном нормальном режиме в п-р-п-структуре (рис.П4) Ic>0, 1b>0, Ie<0. Для структуры р-л-р все напряжения и токи имеют противоположный знак.

Динамические свойства переходов.

 Они учтены включением в модель емкостей коллектора, эмиттера и подложки, которые имеют диффузионные и барьерные составляющие. Емкость перехода база-эмиттер равна сумме диффузионной (Сtbe) и барьерной (Сjbe) составляющих:

Cbe= Ctbe+Cjbe

где Ctbe+= tf*Gbe;

Gbe = dIbe/dVbe - дифференциальная проводимость перехода база-эмиттер в рабочей точке по постоянному току;

tf = TF*[1 +XTF*(3*x-2*х)*ехр(Vbc/(1,44*VTF))];

x=Ibe1/( Ibe1+ITF);

ì  CJE*(1-Vbe/VJE)-MJE при Vbe£ FC*VJE;

Cjbe = í

î CJE*(1-FC)-(1+MJE)*[1-FC*(1+MJE)+MJE*Vbe/VJE]  при Vbe > FC*VJE;

Емкость перехода база-коллектор расщепляется на две составляющие:

емкость между внутренней базой и коллектором

Сbс = Сtbc + XCJC*Cjbc,

где Сtbc = TR*Gbc,

Gbc=dIbc1/dVbc;

ì CJC*(1-Vbc/VJC)-MJC при Vbx£ FC*VJC;

Cjbc = í

îCJC*(1-FC)-(1+MJC)*[1-FC*(1+MJC)+MJC*Vbx/VJC] при Vbx > FC*VJC;

и емкость между внешним выводом базы и коллектором

ì(1-XCJC)*CJC*(1-Vbx/VJC)-MJC  при Vbx£ FC*VJC;

Cbx = í (1-XCJC)*CJC*(1-FC)-(1+MJC)*[1-FC*(1+MJC)+MJC*Vbx/VJC]

î при Vbx > FC*VJC;

 Емкость коллектор-подложка равна

ì CJS*(1-Vbc/VJS)-MJS при Vjs£ 0;

Cjbc = í

îCJS*(1+MJS*Vjs/VJS] при Vbx > 0;

Режим квазинасыщения.

Этот режим характеризуется прямым смещением перехода внутренняя база-коллектор, в то время как переход наружная база-коллектор остается смещенным в обратном направлении. В расширенной модели Гуммеля-Пуна этот эффект моделируется с помощью дополнительного управляемого источника тока Iepi, и двух нелинейных емкостей, заряды которых на рис. 4, а обозначены Qo и Qw.

Iepi=A1/A2

Где A1=VO*{Vt*[K(Vbc)-K(Vbn)-ln((1+K(Vbc))/(1+K(Vbn)))]+Vbc-Vbn}

A2=RCO*(|Vbc-Vbn|+VO)

Эти изменения вносятся в модель, если задан параметр RCO :

где K(V) = (1 + GAMMA*exp(V /Vt))0.5

Температурная зависимость. Эта зависимость параметров элементов эквивалентной схемы биполярного транзистора устанавливается с помощью следующих выражений:

IS(T) = IS*exp[EG(T)/Vt(T)*(T/Tnom-1)]*(T/Tnom)XTI;

ISE(T) = (ISE/bf)*exp[EG(T)/(NE*Vt(T))*(T/Tnom -1)]*(T/Tnom)XTI/NE

ISC(T) = (ISC/bf)*exp[EG(T)/(NC-Vt(T))*(T/Tnom-1)]*(T/Tnom)XTI/NC

ISS(T) = (ISS/bf)*exp[EG(T)/(NS-Vt(T))*(T/Tnom-1)]*(T/Tnom)XTI/NS

BF(T) =BF*bf,

BR(T)=BR*bf,

bf=(T/Tnom)XTB;

RE(T) =RE*[1+TRE1*(T-Tnom)+TRE2*(T-Tnom)2]

RB(T)= RB*[1+TRB1*(T-Tnom)+TRB2*(T-Tnom)2]

RBM(T) = RBM*[1+TRM1*(T-Tnom)+TRM2*(T-Tnom)2]

RC(T) = RC*[1+TRC1*(T-Tnom)+TRC2*(T-Tnom)2]

VJE(T) = VJE*T/Tnom-3*Vt*ln(T/Tnom)-EG(Tnom)*T/Tnom+EG(T);

VJC(J) = VJC*T/Tnom-3*Vt*ln(T/Tnom) -EG(Tnom)*T/Tnom+EG(T);

VJS(J) = VJS*T/Tnom-3*Vt*ln(T/Tnom) -EG(Tnom)*T/Tnom+EG(T);

CJE(J) = CJE*{1+MJE*[0,0004*(T-Tnom)+1-VJE(T)/VJE]};

CJC(T) = CJC*{1+MJC*[0,0004*(T-Tnom)+1-VJC(T)/VJC]}

CJS(7) = CJS*{1+MJS*[0,0004*(T-Tnom)+1-VJS(T)/VJS]}

KF(T) = KF*VJC(T)/VJC,

AF(T) =AF*VJC(7)/VJC.

EG(T)=E*Go-a*T2/(b+T)

Коэффициент усиления К0 и коэффициент обратной связи β в общем случае зависят от частоты ω. Поэтому, если условие (3) выполняется для нескольких частот, то все они будут генерироваться — получится генератор колебаний сложной формы. Если условие (3) выполняется для одной частоты (или узкого интервала частот), то получается генератор гармонических колебаний частоты ω.

12

Рисунок 1 — Общий принцип построения автогенераторов.

1.2 МУЛЬТИВИБРАТОРЫ

 Среди генераторов негармонических колебаний, пожалуй, самыми распространенными являются генераторы импульсов прямоугольной формы. В этих генераторах либо велика глубина обратной связи (β >> 1) либо очень большое значение имеет коэффициент усиления усилителя (К>> 1). Характерной особенностью рассматриваемых колебаний является наличие участков с медленным изменением сигнала и участков с очень быстрым, скачкообразным его изменением. Скачок возникает при выполнении, условия самовозбуждения К0 β > 1. При этом из-за больших значений К или β усилитель быстро уходит в насыщение. После чего К уменьшается и при Кβ = 1 лавинный процесс нарастания тока прекращается. С этого момента начинается медленный процесс (например, разряда конденсатора), который приводит к изменению входного напряжения усилителя, перевода его в активный режим, к замыканию цепи обратной связи и появлению следующего скачка. Таков цикл работы схемы. Так работают генераторы, за которыми закрепилось название мультивибраторов.

  В последнее время все чаще для построения мультивибраторов используют операционные усилители (ОУ). Схемы мультивибраторов на основе ОУ могут быть различными. Наиболее простые из них обычно строят, охватывая ОУ цепями положительной и отрицательной обратной связи (соответственно — ПОС и ООС), причем ПОС по своему действию во времени должна быть опережающей по отношению к ООС. Тогда цепь ПОС обеспечивает лавинообразный переход мультивибратора из одного состояния в другое, а цепь ООС (совместно с цепью ПОС) ограничивает время пребывания устройства в каждом из состояний.  Пример такой схемы показан на рисунке 2а. В этой схеме цепь ПОС выполнена на основе резистивного делителя R1, R3, а цепь ООС содержит пассивный интегратор R2, C1. На рисунке 2б представлены временные диаграммы, поясняющие принцип работы такой схемы.

а)

1

б)

Рисунок 2 — Схема мультивибратора на ОУ (а) и временные диаграммы

его работы (б).


Электротехника и электроника